アプリケーションに最適なレギュレータの選択：パート1、レギュレータの制御方式

要約

このアプリケーションノートは、パワーレギュレータに関する3部構成のシリーズのパート1です。ここではレギュレータの制御方式を取り上げ、特に電圧モード(VM)および電流モード(CM)制御に焦点を当てます。これらのモードのデューティサイクルおよび負荷の使用状況について概説し、各モードに適したアプリケーションを示します。

概要

パート1：デューティサイクルと負荷の使用状況の重要性について簡単に概説します。主として、レギュレータの制御方式、それらのタイプ、重要なパラメータ、および補償方式に焦点を当てます。最後に、内蔵FETと外付けFETについて簡単に説明します。

パート2：固定オン時間、ヒステリシス、およびパルス周波数変調(PFM)トポロジーを取り入れた、電圧モード(VM)と電流モード(CM)制御以外のトポロジーについて解説します。また、アプリケーション用にこれらのレギュレータタイプを選択する方法を説明します。

パート3： 最後に、アプリケーションに最適なレギュレータの選択とシミュレーションの方法を説明します。

はじめに

複雑なボードの全面に責任を持つエンジニアにとって、特定のポイントオブロードに最適なレギュレータを選択するのは大変な作業です。複数のサプライヤが非常に優れたソリューションを提供していますが、特定のアプリケーションに最適なレギュレータが保証されるわけではありません。たとえば、車載アプリケーション用に設計されたパワーICは、民生用製品にとって良い選択肢とは限りません。ポータブルパワーアプリケーションでは、処理パワーが増大しバッテリ動作時間が減少するため、一連の独自の課題が発生します。敏感なRF回路と低ノイズアナログフロントエンド(AFE)を備えた機器では、スイッチングレギュレータの使用に当たってさらに困難な課題が生じます。人体からの低レベルの反射信号を処理する超音波機器では、周波数同期入力が電源スイッチング高調波制御のための絶対的な要件になる場合があります。より大電流のアプリケーションでは、多くの場合に効率が最も重要な要件となります。最終的に、エンジニアは電源のどの特長がアプリケーションにとって重要かを決定し、それらの要件向けに設計されたレギュレータを選択する必要があります。

悪魔は細部に宿る

ポータブルアプリケーション用のレギュレータを選択する場合、デューティサイクルと負荷の使用状況が重要な細部になります。負荷の使用状況とは、負荷がどのように振る舞うかを指します。通常動作時、負荷は一定なのか？最小と最大のフルスケール電流の間で頻繁に変化するのか？デューティサイクル動作は、機器がアクティブになっている時間と、アイドルまたは低電流状態になっている時間の比率です。

なぜこのすべてが重要なのでしょうか？細部を見てみましょう。負荷の使用状況は、必要な自己消費電流(I_Q)の決定に役立つので重要です。たとえば、レギュレータはほとんどの時間にわたって全負荷状態でしょうか？その場合、特に平均負荷電流がレギュレータの定格I_Qより大幅に高い場合は、超低I_Qのレギュレータを選択することは最も重要な仕様ではない可能性があります。これが該当し、動作デューティサイクルが低い場合、およびレギュレータの出力が常時オン用電圧ではなくアイドルおよびスリープモード時はシャットダウン可能である場合は、低シャットダウン電流のレギュレータを選択する方がより重要です。さらに、デューティサイクルが低くレギュレータをオンに維持する必要がある場合は、バッテリ動作製品で低I_Qのレギュレータを選ぶことが重要です。さらに、レギュレータが通常動作時において軽負荷と全負荷で動作する時間が同程度である場合は、効率およびバッテリ動作時間の最適化にとって超低動作電流が非常に重要です。

制御方式の選択

レギュレータ制御方式には、この決定を行う上で非常に重要な役割があります。さらに複雑なことに、レギュレータのトポロジーには複数のタイプがあります。ヒステリシスまたはPFM方式は、通常は軽負荷での効率を最適化する必要がある場合に使用されます。パルス幅変調(PWM)トポロジーのコンバータは固定周波数で動作するため、フィルタがより容易であり、より低い出力ノイズが要求される場合に必要です。PWMと対照的なのがPFMトポロジーで、軽負荷時にはスイッチング周波数が低下し、負荷電流が増大するとスイッチング周波数が上昇します。

一部のレギュレータはデュアルモード動作を提供し、PWM動作モードとスキップ動作モード間の切り替えを行います。スキップモードでは、PWMモードを使用する場合に比べて軽負荷時の全体的電力効率が向上します。図1は、スキップモードで動作するスイッチングレギュレータ(ここではMAX15053)の標準的な効率のグラフです。動作電流が1.53mA (typ)であることに注意してください。そのため、アプリケーションの動作デューティサイクルが低く、負荷電流が最大値に近い場合、このスイッチングレギュレータはポータブルアプリケーションにとって良い選択肢です。ただし注意が必要で、アイドル状態時にレギュレータをシャットダウンに移行させることが可能であれば、ぴったりです。しかし、動作デューティサイクルが低く、アイドルおよびスリープ状態時にレギュレータが常時オンの場合は、低い動作電流を備えたステップダウンレギュレータの方がより適切です。図1は、ステップダウンレギュレータのMAX1556の場合、スキップモードでの動作電流が16µA (typ)であることも示しています。これらの2つの製品の効率を並べて比較すると、システムが動作している時間の100%にわたってレギュレータがアクティブである必要がある場合、MAX1556の方が適切な選択肢であることがわかります。

図1. MAX15053スイッチングレギュレータ(左)とMAX1556ステップダウンレギュレータ(右)の効率。データから、スタンバイモードで常時オンの電源の場合はMAX1556の方が適切な選択肢であることがわかります。

スタンバイ電流はポータブルアプリケーションにとって重要であり、サプライヤのウェブサイトにあるパラメトリック検索ツールを使用することによって、レギュレータの検索を簡素化することができます(図2)。内蔵スイッチ、最小電圧入力、最大電圧入力、およびI_CC (mA)など、いくつかの主要パラメータを選択することによって、比較的容易に多数の製品オプションを分類し、アプリケーションに最適なレギュレータを迅速に選択することができます。下図の例では、最小および最大入力電圧を設定し、内蔵スイッチのチェックボックスをオンにしています。設計エンジニアは、I_CC (mA)スライダーを用意された最小の設定値に設定することができます。これで、設計者は全製品の中から2つの最適な製品を見つけることができました。

図2. 選択肢の絞り込みに使用されるパラメトリック検索ツール

電流モード制御と電圧モード制御

次に、異なる制御トポロジーについて少し検討しましょう。

PWMスイッチングレギュレータで利用可能な制御トポロジーには、電圧モード(VM)^{2, 4}と電流モード(CM)^{1, 2, 3}の2つがあります。CMレギュレータは、インダクタ電流をフィードバックループおよび電圧フィードバックループの一部として使用します。インダクタ電流および出力電圧誤差信号は、PWMモジュレータへの入力信号です。図3は、ピークCM制御の簡略回路図を示し、ピークインダクタ電流は出力電圧とともに制御されます。インダクタ電流は何らかの方法によって検出され、出力電圧誤差から導かれる制御電圧(V_C)と比較されます。デューティサイクルが50%以上の場合に分数調波振動を防ぐため、CM制御にはスロープ補償が必要です。

図3. 電流モード(CM)制御

電圧モード制御は、最初のスイッチングレギュレータの設計が利用可能になって以来、長年にわたって使用されてきました。電圧モードには、1つの電圧フィードバック経路があります。PWMは、電圧誤差信号と一定のランプ波形を比較することによって行われます。図4は、この基本的構成を示します。

図4. 電圧モード(VM)制御

CM制御の利点

次に、両方のトポロジーの利点と欠点を簡単に検討するため、まずCMトポロジーから見ていきます。

なぜ電流モードなのか？電流制御ループ応答をさらに詳細に調べると、制御FETがオンのとき、R_SENSEを流れる電流によって、電流検出アンプの出力から電圧ランプが提供されることがわかります。電圧ランプは、インダクタのランプ電流に比例します。次に、このスロープ補償された電圧ランプが、エラーアンプの出力と比較されます。インダクタ電流から検出される電圧が制御電圧(V_C)と等しくなるまで、制御FETはオンです。これらの2つの電圧が等しくなると、制御FETはオフになります。図3に示す固定周波数クロック信号からのRSフリップフロップをセットすることによって、次のスイッチングサイクルが開始されます。したがって、電流ループが制御FETスイッチおよびインダクタのピーク電流を安定化するレベルは、基本的に電圧制御ループによって決定されます。CM制御は、内側の電流制御ループに出力フィルタインダクタが含まれているため、数学に深入りすることなく、VM制御に見られるインダクタのポールおよび2次特性を除去します。そのため、外側の電圧制御ループにあるのは出力フィルタと負荷抵抗の1つのポールのみです。CMコンバータは、電流ループ帯域幅以下の周波数で負荷インピーダンスと並列な出力コンデンサによって形成される1つのポールに電流を供給および安定化する電流源と考えることができます。これは結局何を意味するでしょうか？基本的に、CMコントローラを補償して安定性を実現する方が、VMコントローラで行うより大幅に容易であることを意味します。

次に、補償方式について検討します。図5は、これらの2つの制御トポロジーで使用される2つの標準的な補償回路の違いを示します。左の電圧モード補償⁴ (Type III)には、右の電流モード補償(Type II)⁵より複雑な補償回路が必要です(電流モード補償ではC2が不要な場合さえあります)。

図5. VM補償(左)とCM補償(右)を示す回路図。CM補償では、C2は不要な場合があります。

初期におけるCM制御方式の欠点の1つは、高精度の電流検出²が必要で、そのために検出素子でわずかな電力損失が生じたことでした。今日の集積型パワーソリューションは、外付け電流検出抵抗が不要です。電流検出は、ハイサイドFETのR_DS(ON)を使用することによって内部で行われます。簡素な補償²回路に加えて、CMコンバータは優れたライン安定化、大きい負荷変化に対する非常に良好な過渡応答、および各タイミングサイクルで電流が検出されるためサイクル単位の電流制限も提供します。

ライン安定化は、入力電圧の変化にともなって出力電圧が変化する量と定義されます。これは、制御-出力間伝達関数の利得に関係します。CMトポロジーの制御-出力間伝達関数の利得は入力電圧と無関係のため、ライン安定化は非常に優れています。また、このトポロジーの場合、1つのポールがより少ない位相/時間ラグで動作するため、ピークCM制御のコンバータはVM PWM制御のコンバータより過渡応答が良くなります。VMトポロジーの制御-出力間伝達関数を見てみると、入力電圧が利得に直接影響するため、ライン安定化が低下します。今日のVMコンバータは、入力電圧に基づいてPWMランプの傾きを変化させる電圧フィードフォワード技法の採用によってこれを克服しています。表1で、両方のトポロジーの利点/欠点²の概要を示します。

では、CMではなくVMを選択する理由はあるでしょうか？CM設計には、2つの制御ループとVMより複雑な回路が必要になるため、VM制御のレギュレータを選択する方がコスト効率に優れている場合があります。従来、特に低ライン/軽負荷条件下において入力電圧動作範囲が広い場合、安定したCM PWM動作を実現するには電流ランプの傾きが浅すぎる可能性がありました。この制限は、高電圧CMコンバータファミリのMAX17500/MAX17501/MAX17502/MAX17503およびMAX17504などの新しいデバイスによって大幅に改善されています。

スロープ補償とは何か？

最新の集積型コンバータはスロープ補償を内蔵していますが、スロープ補償が必要な理由を理解することが重要です。

ステップダウンコンバータが連続コンダクションモード(CCM)で動作していると仮定します。これは、インダクタの電流が決してゼロに低下せず、重負荷でのデューティサイクルが約75%で、出力電流のみがコンパレータへのランプ信号であること(つまり、スロープ補償なし)を意味します。その場合、軽負荷への負荷過渡によって、電流制御ループは制御FETスイッチを早期にオフにします。デューティサイクルが75%であるため、インダクタ電流が減衰し、インダクタコアの磁束がそれ自体をリセットする時間はほとんどありません。一方で、負荷電圧はインダクタの下降スロープを決定します。負荷が短絡されない限り、出力インダクタの電流がPWMコンパレータの低位スレッショルド値まで低下するのに時間がかかります。クロックが次のサイクルを開始するとき、電流はまだ大きすぎるため、スイッチは決してオンになりません(あるいは、コントローラの最小デューティサイクル時には非常に短時間オンになります)。電流が非常に大きい場合、次のサイクルも同じ条件になり事実上オフのままになる可能性があります。

この条件によって、コンバータはPWMスイッチング周波数の何らかの分数調波で発振することになります。スロープ補償は、短いデッドタイムの間ランプをゼロに低下させる手段を提供します。内部クロック信号のランプと検出された電流波形が足し合わされます。過電流条件に対する非常に短いパルスは依然として存在しますが、クロック信号と電流信号を足すことによってこの分数調波振動は除去されてきました。

同期整流と非同期整流

標準的なDC/DCコンバータのパワー段をさらに詳細に検討すると、2種類の出力段があることがわかります(図6)。ハイサイドとローサイドの両方のFETを備えたコンバータは、一般的に同期整流を備えていると呼ばれます。このDC/DCコンバータの制御ブロックは、両方のFETのターンオン/オフ時間を同期させます。この動作によって、いずれのFETも同時に導通しないようにこれらのFETのオーバーラップが最適化および防止されます。ハイサイドFETはV_OUT/V_IN × 1/f_swで導通し、ローサイドFETは1 - V_OUT/V_IN × 1/f_swで導通します(ここでf_swはコンバータのスイッチング周波数です)。一般に低デューティサイクルのアプリケーションの場合、同期整流コンバータの電力損失がローサイドのR_DS(ON) × Iであるのに対し、非同期整流のコンバータは導通電力損失の大部分がI × V_DIODEの電力損失であるため、ボードの電力効率の目標を満たすことができない可能性があります。

同期整流を備えた製品を選択する場合、アプリケーションについて詳細に検討してください。たとえば、5Vを2.5Vに変換するアプリケーションの場合、14Vの定格のレギュレータは、テレコムやサーバアプリケーションで一般的に使用される分散12V電源バス用に設計されていて最適ではない可能性があります。その場合、内蔵ハイサイドFETはより高いR_DS(ON)を備え、1Vおよびそれ以下のコア電圧で10% (typ)以下のデューティサイクル向けに最適化されている可能性があります。

この例の場合、12VレギュレータのFETを大幅に低いデューティサイクル用に最適化することが可能で、その場合R_DS(ON)は導通電力損失が大部分を占めるローサイドFETに対して最適化されます。ハイサイドFETはR_DS(ON)がより高いですが、ゲートチャージが大幅に低く、スイッチング電力損失が大部分を占めます。そのため、5Vを2.5Vに変換する場合、デューティサイクルは50%です。最大定格6Vの製品を選択するのが、より良い選択肢の可能性があります。通常、5Vおよび12Vシステム用に設計されたステップダウンコンバータの大半は、同期整流出力段を採用しています。産業アプリケーションでは、電圧レベルが少なくとも24Vおよびそれ以上の場合、ローサイドFETの代わりにショットキーダイオードを使用する非同期整流段の方が一般的だと思われます。

図6. 非同期制御と同期制御

前述のMAX17501～MAX17504などのより新しい製品は、ハイサイドとローサイドの両方のFETを内蔵しています。これらの製品は60Vの最大電圧入力定格を備えているため、DC電圧バスが24Vまたはそれ以上の産業アプリケーションでの効率向上が可能です。

内蔵FETと外付けFET

考え得るすべての電源レールに最適化された、1つですべてに対応するレギュレータは存在しません。そのため、特定のアプリケーションに対して効率を最適化したいと考える設計者は、外付けFETを必要とするDC/DCコントローラを選択する場合があります。より高い電力レベルで、12Vから1V以下の電源レールを作成する場合、FETの選択は非常に重要です。その場合、より高いR_DS(ON)と低ゲートチャージを備えたハイサイドFETを選択することによって、デューティサイクルが低い場合に全体の効率を最適化することができます。さらに、ローサイドFETのスイッチング損失を最小限に抑えながら、導通損失を低減するために、2つまたはそれ以上のFETを並列に使用する必要がある場合があります。

最後に記載されている参考文献は、DC/DCコントローラ用の外付けFETの選択基準に関する優れた出発点を提供してくれます。

結論

パート1では、最適なレギュレータを選択する場合の設計上のトレードオフについて、より良い理解を提供しました。最適な安定化ソリューションの選択には、アプリケーションに対する理解が不可欠です。電圧モード(VM)と電流モード(CM)制御の違いを説明することによって、読者がアプリケーションに最適なトポロジーを選択するために役立ちます。また、同期整流と非同期整流の間の性能とコストのトレードオフに関する説明も読者にとって有益です。最後に、外付けFETを使用するコントローラを選択する方が有利な場合について概説しました。このアプリケーションノートは、社内の電源エンジニアを利用するという贅沢が許されないボード設計者を対象としています。

このシリーズの第2のアプリケーションノート｢アプリケーションに最適なレギュレータの選択：パート2｣では、数種類の制御トポロジー(PFM、ヒステリシス、COT、およびスキップモード)について解説し比較します。

パート3では、設計者が最適なレギュレータを選択し、周囲の部品を最適化して全体的レギュレータソリューションを実現するために役立つ基本的な式を提供し、上記の両方のアプリケーションノートで解説した内容を示す、製品の選択およびシミュレーションの例を提供します。

1. Mark Harman、｢Inside Current Mode Control｣、POWER/designer、No. 106 (href="http://application-notes.digchip.com/006/6-8586.pdf)
2. Dr. Ray Ridley、｢Current Mode or Voltage Mode? ｣、Switching Power Magazine、2000年10月 (http://encon.fke.utm.my/nikd/latest/OctCurrentMode.pdf)
3. Paul Schimel、｢Peak Current Mode Control Will Never Die!?? ｣、Electronic Design、2011年4月7日 (http://electronicdesign.com/power/peak-current-mode-control-will-never-die)
4. Timothy Hegarty、｢Voltage-mode control and compensation: Intricacies for buck regulators｣、EDN、2008年6月30日 (http://www.edn.com/design/analog/4326882/Voltage-mode-control-and-compensation-Intricacies-for-buck-regulators)
5. Marcus Zimnik、｢Comparison of PWM Voltage and Current Mode Control Schemes vs. Improved Hysteretic Mode Control in Switch Mode Power Supplies (SMPS)｣ (https://pdfs.semanticscholar.org/75de/e6525eafc7c54faba90898e9dd7ddbcf4c49.pdf)
6. Alan Elbanhawy、｢A simple guide to selecting power MOSFETS｣、EDN、2001年11月22日 (http://www.edn.com/design/components-and-packaging/4341997/A-simple-guide-to-selecting-power-MOSFETs)

このアプリケーションノートは、2015年2月にHOW2POWER.comに掲載されました。

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