ハイパワー電源のMOSFET消費を計算するための電源エンジニア用ガイド

要約

パワーMOSFETはポータブルデバイスで使われるハイパワースイッチング電源に欠くことができない部分です。さらにこれらのMOSFETは最小の熱消費能力でノートブック製品の仕様を定めるのに難しい部品です。このアーティクルではMOSFETの消費電力を計算し、動作温度を決定する方法を段階を踏んで説明します。マルチフェーズ、同期整流、ステップダウンCPUコア電源の30Aフェーズの設計を通してこの概念について説明します。

ポータブル電源の設計者が直面する最も大きな挑戦は、現代の高性能CPUに電力を供給することです。最近では、この供給電流が2年ごとに倍化されています。事実、今日のポータブルコア電源は0.9V～1.75Vの間で最高60A以上が要求されることもあります。しかし、電流要求条件が確実に増加している一方、電源に利用できる空間は増加していません。この事実が熱設計を限界以上に拡大してしまう結果になりました。

このように高電流の供給は、通常2つ以上のフェーズに分割されており、それぞれのフェーズが15Aから30Aの間を取り扱います。このアプローチによって部品の選択が容易になります。例えば、60Aの電源は、本質的には2つの30A電源となります。しかし、このアプローチは追加の基板空間を作り出さないので、熱設計の挑戦を緩和してくれません。

MOSFETは高電流電源用に規定するには最も難しい素子です。これは、特にノートブックコンピュータのような、ヒートシンク、ファン、ヒートパイプおよび他の放熱手段が通常CPUのみに使われる環境について言えます。電源は多くの場合、狭い空間、よどんだ空気、近傍の部品からの熱に対処しなければなりません。更に、電源の下にある最小量のPC基板の銅以外に電力消費から守る手段はありません。

MOSFETの選択は、適切な熱消費経路があるとして、必要な電流を取り扱うことができるデバイスを選ぶことによって始まり、必要な熱消費を定量化し、熱消費経路を保証することによって終ります。この論文では、MOSFETの電力消費の計算、ならびにMOSFETが動作する温度を決定する方法を、段階を踏んで説明します。その後、マルチフェーズ、同期整流済み、ステップダウンCPUコア電源の30Aフェーズの設計を通して、これらの概念を説明します。

MOSFET電力消費の計算

MOSFETが特定のアプリケーションに適切かどうかを決定するために、主として抵抗性およびスイッチングロスからなる電力消費を計算する必要があります。

PD_{DEVICE TOTAL} = PD_RESISTIVE + PD_SWITCHING

MOSFETの電力消費はオン抵抗(R_DS(ON))に大きく依存するので、R_DS(ON)の計算から始めるのが一番適切に思えます。しかし、MOSFETのR_DS(ON)は、その接合温度(T_J)に依存します。そしてT_JはMOSFET内で消費された電力およびMOSFETの熱的抵抗(Θ_JA)の両方に依存します。そのため、計算の開始点がどこなのかわかりにくい状態です。電力消費計算におけるいくつかの項は、お互いに依存しあっているので、この数字を決定するには反復プロセスが有用です(図1)。

反復プロセスは、先ず各MOSFETの接合温度の推定から始まり、各MOSFETの個別電力消費および許容される周囲温度の計算をします。このプロセスは、許容される周囲温度が、電源および駆動する回路のハウジング内で予期される最大温度またはその少し上の状態であると終了します。

周囲温度をできるだけ高温に計算したくなりますが、これはあまり良い考えとは言えません。高温にすると、より高価なMOSFET、MOSFETの下の銅を増加、あるいは、大型で高速のファンを使って多くの空気を動かすことが必要になり、それを全部行ったとしても何の保証もありません。

ある意味では、MOSFET接合温度を推定し、それから関連する周囲温度を計算することは、反対方向から作業することが必要となります。結局、周囲温度がMOSFETの接合温度を決定するので、その逆ではありません。しかし、推定された接合温度から始めるのに必要な計算は、周囲温度を推定してから始められる計算よりも容易に成し遂げることができます。

スイッチングMOSFETおよび同期整流器の両方に関しては、この反復プロセスの開始点として、最大許容ダイ接合温度(T_J(HOT))を選んで下さい。MOSFETデータシートは、単に+25℃における最大R_DS(ON)を指定しているだけのものが多いのですが、最近は+125℃における最大値を提供しているものもあります。MOSFET R_DS(ON)は、温度と共に増加し、0.35%/℃～0.5%/℃の範囲の標準的な温度係数を呈します(図2)。

疑わしい場合は、選んだT_J(HOT)でおよその最大R_DS(ON)を計算するために、より不利な温度係数とMOSFETの+25℃スペック(あるいは手に入る場合は+125℃スペック)を使って下さい。

RDS_(ON)HOT = R_DS(ON)SPEC [1 + 0.005 × (T_J(HOT) - T_SPEC)]

ここで、R_DS(ON)SPECは計算に使われたMOSFETオン抵抗で、T_SPECはR_DS(ON)SPECが指定された温度です。以下に述べるように、同期整流器とスイッチングMOSFET両方の電力消費を決定するには計算されたR_DS(ON)HOTを使って下さい。

以下の文章は、推定ダイ温度における各MOSFETの電力消費の計算について論議しています。その後、この反復プロセス(全手順は図1に詳述されています)を完結するための追加のステップを説明します。

同期整流器の電力消費

全ての最小負荷について、同期整流器のMOSFETのドレイントゥソース電圧は、ターンオンおよびターンオフ中、キャッチダイオードによってクランプされています。そのため同期整流器はスイッチングロスを発生しないので電力消費の計算を容易にします。抵抗性ロスのみを考慮する必要があります。

最悪のケースのロスは、同期整流器の最大デューティファクタで起こります。これは入力電圧が最大の時に起こります。同期整流器のR_DS(ON)HOTおよびデューティファクタの使用とオームの法則に従って、およその電力消費を計算することができます。

PD_{SYNCHRONOUS RECTIFIER} = [I_LOAD² × R_DS(ON)HOT] × [1 - (V_OUT/V_INMAX)]

スイッチングMOSFETの電力消費

スイッチングMOSFETの抵抗性ロスは、このデューティファクタ(異なる)およびR_DS(ON)HOTを使って同期整流器の抵抗性ロスと同じように計算されます。

PD_RESISTIVE = [I_LOAD² × R_DS(ON)HOT] × (V_OUT/V_IN)

スイッチングMOSFETのスイッチングロスの計算は、多くの定量化が難しく、ターンオンとターンオフに影響する一般に特定されない因子に依存しているので難しいものがあります。MOSFETの評価の第一ステップとして、以下の式にあるような大まかな近似を使い、実験室で性能を検証して下さい。

PD_SWITCHING = (C_RSS × V_IN² × f_SW × I_LOAD)/I_GATE

ここで、C_RSSはMOSFETの逆伝達容量(データシートのパラメータ)、f_SWはスイッチング周波数、I_GATEはMOSFETのターンオンスレッショルド(V_GSゲートチャージ曲線の平坦な部分)におけるMOSFETゲートドライバのシンク/ソース電流です。

一旦、コストに基づいて(MOSFETのコストは特定のMOSFETがどの世代に属するかによります)特定世代のMOSFETに選択肢を狭めたら、その世代の中で、電力消費が最小限のデバイスを選択して下さい。これが、同等の抵抗性ロスおよびスイッチングロスを持ったデバイスです。さらに小型の(より高速な) MOSFETを使うと、抵抗性ロスがスイッチングロスの減少以上に増大し、より大型の(低R_DS(ON))デバイスは、抵抗性ロスを減少する以上に、スイッチングロスを増大します。

V_INが変化する場合、V_IN(MAX)とV_IN(MIN)でのスイッチングMOSFETの電力消費を計算して下さい。MOSFETの最悪ケースの電力消費は、最小または最大入力電圧レベルにおいて発生します。この消費はV_IN(MIN) (より高いデューティファクタ)で最高になる抵抗性消費と、V_IN(MAX) (V_IN²項のため)で最高になるスイッチング消費、この2つの機能を足したものです。V_INの両極で大まかに等しい消費が得られ、V_IN範囲にわたって抵抗性およびスイッチング消費がバランスされるのが適正な選択です。

V_IN(MIN)での消費がかなり高い場合、抵抗性ロスが支配します。この場合、R_DS(ON)を低くするために、より大きなスイッチングMOSFET (または1つ以上を並列で使う)を考慮して下さい。しかし、V_IN(MAX)でのロスがかなり大きい場合、より高速でスイッチさせるために、スイッチングMOSFETのサイズを減少させること(または複数のデバイスが使われている場合1つのMOSFETを取り除くこと)を考慮して下さい。

抵抗性ロスとスイッチングロスがバランスしていても、依然として高すぎる場合、次のような幾つかの方法が考慮されます。

• 問題の定義を変更して下さい。例えば、入力電圧範囲を再度定義して下さい。
• スイッチング周波数を低いスイッチングロスに変更し、できればより大きくより低いR_DS(ON)スイッチングMOSFETにして下さい。
• ゲートドライバ電流を増大し、できればスイッチングロスを低下させて下さい。MOSFETの内部ゲート 抵抗が、究極的にゲート-ドライバ電流を制限して、このアプローチに実際的な制限を加えます。
• 同時により早くスイッチし、より低いR_DS(ON)を持ち、より低いゲート抵抗を持つ、改善されたMOSFETテクノロジを使って下さい。

MOSFETのサイズをある程度以上に微調整することは、デバイスの選択が限定的であるため不可能かもしれません。つまるところ、MOSFETの最悪ケースの電力は消費されなければなりません。

熱抵抗

次のステップは、想定MOSFET接合温度に達するような各MOSFET周辺の空気温度の計算です。(同期整流器およびスイッチングMOSFET両方に関して適正なMOSFETを決定するために使われる反復プロセスについては図1を参照して下さい。)この計算には、先ず、各MOSFETの接合部と周囲との熱抵抗(Θ_JA)を決定して下さい。

熱抵抗を推定するのは難しいことです。簡単なPC基板上の単一デバイスのΘ_JAを測定することは比較的簡単である一方、多くの熱源が限られた消費経路で競合しているシステム内での実際の電源における熱性能を予知することは困難です。複数のMOSFETを並列で使う場合、2つ以上の同等の抵抗を並列に使うのと同様の方法で、それらの組み合わせの熱抵抗を計算することができます。

MOSFETのΘ_JAスペックから始めて下さい。単一ダイ、8ピンSO MOSFETパッケージに関しては、Θ_JAは通常62℃/Wくらいです。他のパッケージに関しては、熱タブまたは露出されたヒートスラッグ付で、40℃/W～50℃/Wの間の範囲になります(表1)。

周囲温度以上のMOSFETのダイ温度上昇を計算するには、下記の等式を使って下さい。

T_J(RISE) = PD_{DEVICE TOTAL} × Θ_JA

次に、ダイを推定T_J(HOT)に到達させる周囲温度を計算して下さい。

T_AMBIENT = T_J(HOT) - T_J(RISE)

計算されたT_AMBIENTがエンクロージャの最大指定周囲温度(つまりエンクロージャの最大指定周囲温度はMOSFETの推定されるT_J(HOT)を超過させることを意味します)より低い場合、次のことを1つ以上行って下さい。

• 推定T_J(HOT)を上げますが、データシートの最大温度以上にはしないで下さい。
• より適切なMOSFETを選ぶことよりMOSFETの電力消費を下げて下さい。
• MOSFET周辺の空気の流通または銅の量を増やすことによって、Θ_JAを減少させて下さい。

T_AMBIENTを再度計算して下さい(通常、許容できる設計を選択するのに必要な複数の反復プロセスは、スプレッドシードを採用することにより単純化されます)。

一方では、計算されたT_AMBIENTがエンクロージャの最大指定周囲温度よりもかなり高い場合、以下のオプションの全てまたは一部を使うことができます。

• 推定T_{J(HOT)を下げて下さい。}.
• MOSFETの電力消費に使われる銅を減らして下さい。
• 価格の安いMOSFETを使って下さい。

この場合MOSFETは過剰な温度によって損傷を受けないので、上記にあげた段階はオプションです。しかしながら、計算されたT_AMBIENTがエンクロージャの最大温度よりもある程度のマージンで高い状態にあるなら、これらの段階によって、基板面積およびコストが減少されます。

この手順における不正確さの一番大きな原因はΘ_JAです。Θ_JAスペックに関連するデータシートの記載事項を注意して読んで下さい。通常のスペックは、1in²当り2ozの銅の上にデバイスが取り付けられていることを想定しています。銅は電力消費の大部分を実行し、銅の量が異なるとΘ_JAが大きく変化します。例えば、DパックのΘ_JAは、銅1in²について50℃/Wとなるかもしれませんが、銅がパッケージのフットプリントだけの下地になっている場合、Θ_JAは2倍以上になります(表1)。

複数のMOSFETが並列の場合、Θ_JAは大抵、MOSFETが取り付けられている銅の面積に依存します。2つのデバイスに対する等価Θ_JAは、銅の面積が2倍になった場合にのみ、1つのデバイスのΘ_JAの半分になります。つまり、銅を増やすことなくMOSFETを並列で付け加えると、R_DS(ON)が半分になりますが、Θ_JAの変化はずっと少なくなります。

最後に、Θ_JAスペックは、他のデバイスが銅の消費領域に熱的に寄与しないことを推定しています。高電流では電力経路の全ての素子が、PC基板の銅でさえも熱を発生します。MOSFETの加熱を避けるためには、物理的な状況において現実的に達成できるようにq_JAを慎重に見積もり、次のことを考慮して下さい。

• 選択したMOSFETに関して入手できる熱情報を検討して下さい。
• 追加の銅、ヒートシンクおよび他のデバイスのための空間の有無を調べて下さい。
• 空気の流通を増やすことが可能かどうか決定して下さい。
• 他のデバイスによるかなりな量の熱が推定消費経路を通るのか確認して下さい。
• 近傍の部品や空間の過剰な加熱または冷却について見積もって下さい。

デザイン例

図3に示されるCPUコア電源は60Aで1.5Vを供給します。300kHzで動作する2つの同一の30A電力ステージが60Aの出力電流を供給します。MAX1544 ICが180°逆位相の2フェーズを使って、単一ソリューションで2段を駆動します。この電源の入力範囲は、エンクロージャの指定最大周囲温度+60℃において7V～24Vにわたります。

同期整流器は、合計した最大R_DS(ON)が室温で2.75mΩと+125℃でおよそ4.13mΩ (推定T_J(HOT))の並列の2つのIRF6603 MOSFETによって構成されています。94％の最大デューティファクタ、30A負荷電流、および4.13mΩ最大R_DS(ON)で、これらの並列MOSFETは、約3.5W消費します。この電力を消費するために2in²の銅を供給すると、全体のΘ_JAは、約18℃/Wになります。この熱抵抗値はMOSFETのデータシートからとったものです。MOSFETの合計温度上昇は約+63℃なので、この設計は+60℃までの周囲温度で使用できます。

スイッチングMOSFETには、合計した最大R_DS(ON)が室温で6.5mΩ、+125℃でおよそ9.75mΩ(推定T_J(HOT))の2つのIRF6604 MOSFETが並列で使われています。合計したC_RSSは380pFです。MAX1544のハイサイド1Ωゲートドライバは約1.6Aを供給します。V_IN = 7Vで、抵抗性ロスは1.63W、スイッチングロスは約0.105Wです。V_IN = 24Vで、抵抗性ロスは0.475W、スイッチングロスはおよそ1.23Wです。それぞれの動作点での合計ロスは大体釣合いがとれており、最悪の場合で、合計ロスは最小V_INで1.74Wです。

約28℃/WのΘ_JAで、予測される温度上昇は+46℃であり、これにより約+80℃の周囲温度までの動作が可能です。エンクロージャの最大指定温度よりも高い周囲温度で、設計者は、オプションですが、MOSFET専用の銅領域を減らすという選択肢もあります。この例における銅領域はMOSFETのみに必要です。他のデバイスが熱をこの領域内に放散する場合は、さらに大きな銅領域が必要になります。銅領域の追加に利用できる空間がない場合、合計電力消費を減らし、低消費領域に熱を拡散するか、または熱の除去に有効な手段を使ってください。

結論

熱管理は高電力ポータブル設計で最も困難な領域の1つです。この困難さのために、前述した反復プロセスが必要になります。基板設計者は、このプロセスを使って最終設計に近づくことができますが、設計プロセスが正確であるかどうかを最終的に決定するのは実験室における作業です。MOSFETの熱的特性を計算し、消費経路を保証すると同時に、実験室でこれらの計算を検証することが、堅牢な熱設計を保証します。

2002年10月14日に｢Electronic Design｣の許可を得て再発行したものです。Copyright 2002, Penton Media, Inc.