CN0320

レシーバの構成

この回路ノートでは、ダイレクト・コンバージョン（ホモダインまたはゼロIFとも呼ばれる）構成のレシーバについて解説します。ダイレクト・コンバージョン・レシーバは、複数回の周波数変換を行うスーパーヘテロダイン・レシーバと比べ、周波数変換は1回だけです。周波数変換が1回であることが利点の理由は以下のとおりです。

• レシーバの複雑さと必要段数を低減することにより、性能向上と低消費電力を実現する
• イメージ除去の問題と不要な混合積を防止し、ベースバンドで必要なのはLPFが1つだけ
• 高い選択特性（隣接チャンネル除去比[ACRR]）を持つ

図1はシステムの基本的な簡略回路図で、フラクショナルN型PLLとVCOを内蔵した直交復調器の後段にベースバンド・ゲインが可変のプログラマブル・ローパス・フィルタが接続されています。シグナル・チェーンの最終部分はアンチエイリアシング・フィルタとデュアルA/Dコンバータです。

理論上、初段の入力と最終段の出力によってシステムのダイナミック・レンジ（信号対ノイズ比）が設定されますが、実際にはそうはなりません。

IQ復調器、フラクショナルN型PLLとVCO

入力信号はADRF6801直交復調器に与えられ、ここで周波数がゼロIFに変換されます。ADRF6801は自身の周波数シンセサイザを内蔵し、必要なLO信号を供給します。この周波数シンセサイザはフラクショナルN型PLLとVCOで構成され、標準的な閉ループ・モードのときのLOの周波数範囲は750MHz～1150MHzです。

ADRF6801はIチャンネル用とQチャンネル用の2つのダブル・バランスド・ミキサーを使用しています。ミキサーに供給されるLO信号は2分割直交位相スプリッタで生成されます。これにより、IチャンネルとQチャンネルにそれぞれ0°の信号と90°の信号が供給されます。ADRF6801のRF入力からベースバンドのI出力とQ出力までの変換ゲインは約5dBです。

ローパス・フィルタ、ベースバンドの可変ゲイン・アンプ（VGA）、およびADCドライバ

ローパス・フィルタ、ベースバンド・ゲイン、およびADCドライバの機能は全てADRF6510で実現されます。I経路とQ経路に分離された信号はADRF6510に供給されます。ここで信号はまずプリアンプによって増幅され、次に不要な帯域外信号やノイズを抑制するためにローパス・フィルタを通り、最後にVGAによって増幅されます。

ADRF6510の各チャンネルは次の3つの段に分けることができます。

• プリアンプ
• プログラマブル・ローパス・フィルタ
• VGAと出力ドライバ

プリアンプのゲインはGNSWピンによって6dBまたは12dBに設定できます。ローパス・フィルタのコーナー周波数は、SPIポートを介して1MHz～30MHzに1MHzステップでプログラムできます。VGAのゲイン範囲は50dBで、30mV/dBのゲイン勾配があります。VGAのゲインはGAINピンによって制御され、その範囲はGNSWピンをローにしたとき−5dB～+45dB、GNSWピンをハイにしたときは+1dB～+51dBにすることができます。出力ドライバはHD2とHD3を60dBcより良好に保ちながら、1kΩ負荷を1.5V p-pの差動信号で駆動できます。

ADRF6510のHDを許容可能なレベルに維持しながら、ローパス・フィルタに供給できる連続波（CW）信号の最大値は2V p-pで、このときのゲインは最小です（GNSW = 0V、GAIN = 0V）。

AD9248のようなA/Dコンバータ（ADC）にADRF6510からIQ信号を与えることができますが、その際には段間にパッシブ・ローパス・フィルタを入れる必要があります。

アンチエイリアシング・フィルタ

I信号とQ信号は以下の役割を果たすアンチエイリアシング・フィルタを通ります。

• 帯域外ノイズを低減する
• 特に高いゲインでADRF6510の出力ノイズを低減する
• ADCからの電荷キックバックを低減する
• 帯域外ブロッカーを低減する（ただし、ADRF6510のフィルタ処理によって低減されている必要あり）

アンチエイリアス・フィルタは、コーナー周波数がほぼ30MHz～120MHzの範囲になるように設計されたローパス・フィルタです。信号のスペクトル成分が30MHz未満であることが分かっていれば、低いコーナー周波数を選択することができます。

このシステムでは合計5つのアンチエイリアシング・フィルタをテストしました。最初にテストした3つのアンチエイリアシング・フィルタは、図2に示す差動RCタイプです。フィルタ1ではR = 33ΩとC = 18pFです。この場合、ローパス・フィルタのコーナー周波数は約134MHzになりました。

フィルタ2ではR = 33ΩとC = 39pFで、ローパス・フィルタのコーナー周波数は62MHzになりました。最後に、フィルタ3ではR = 33ΩとC = 68pFで、コーナー周波数は35.5MHzになりました。

図3のフィルタ4はコーナー周波数が33MHzのLCフィルタで、図4のフィルタ5はコーナー周波数が同じ33MHzのRLCフィルタです。

A/Dコンバータ

信号はアンチエイリアシング・フィルタからADCに供給されます。AD9248デュアル14ビット、65MSPS 3V ADCは、高性能サンプル＆ホールド・アンプと電圧リファレンスを内蔵しています。

測定結果： ADRF6510およびADRF6510とADRF6801の組合せのEVM

4-QAM、5MSPSで変調された信号をADRF6801直交復調器の入力へ供給し、エラー・ベクトル振幅（EVM）を測定しました。2つのAD8130-EBZ評価ボードを使って、ADRF6801とADRF6510の差動出力をシングルエンド信号に変換しました。テスト・セットアップの詳細については、「回路の評価とテスト」のセクションを参照してください。

EVMはデジタル・トランスミッタやレシーバの性能品質の測定指標で、図5に示すように、振幅誤差と位相誤差による実際のコンステレーション・ポイントの理論位置からの偏差を測定したものです。

図6は、ADRF6801のみと後ろにADRF6510を接続さしたADRF6801の入力電力に対するEVMを示しています。ADRF6801とADRF6510の曲線では、ADRF6801への入力電力を掃引したときにADRF6510でゲインが変化して出力電圧を1.5V p-pに維持しています。ADRF6510のプリアンプのゲインは6dBに設定されています。

ADRF6801だけをテストした場合、高信号レベルでは約+5dBmの入力電力になるまでEVMは劣化しないことに注意してください。しかし、ADRF6801がADRF6510を駆動しているときは、EVMは約0dBmの入力電力で劣化し始めます。これはADRF6510のローパス・フィルタが2V p-pしか処理できないからです。この場合、プリアンプのゲインが6dBに設定され、アナログ・ゲインが最小時のADRF6510の入力ピンでは1V p-pです。信号レベルがこの値を超えるとEVMを劣化させる歪みが生じ始めます。

低入力信号レベルでは、SNRが低くなってEVM測定値が劣化し始めます。ADRF6801だけをテストした場合、EVMは約−25dBmで劣化し始めました。ADRF6801がADRF6510を駆動しているときは、EVMは−40dBmまで劣化し始めることはありません。両方のデバイスを低信号レベルで測定するとEVMに劣化が見られますが、主にADRF6510によって生じるノイズに起因するものです。ただし、バスタブ曲線の底の部分は、よりフラットで安定しています。また、小さな信号の識別能力は、ベースバンド可変ゲインがあることによりADRF6801がADRF6510を駆動しているときの方が、はるかに優れています。

ADRF6510とADRF6801のEVMの測定の詳細については、それぞれのデータシートを参照してください。

測定結果：ADCを含む全シグナル・チェーン

図7～図16では、シグナル・チェーンにADRF6801、ADRF6510、およびAD9248が含まれています。3つのデバイスは全て互いにDC結合されています。ADRF6801とADRF6510の間の同相電圧は2.6V、ADRF6510とAD9248の間の同相電圧は2.0V、ADCのフルスケール電圧は2Vでした。ADRF6801への入力電力を掃引してADRF6510のゲインを変化させ、ADC入力の信号レベルを適正な値（−3dBFS）に設定しました。SNR、SFDR、THD、HD2およびHD3は、ADCとビジュアル・アナログ・ソフトウェアを使って測定しました。サンプリング・レートは、Agilent 8665B低位相ノイズ信号発生器で65MSPSに設定しました。ADRF6510の2つの異なるフィルタ帯域幅5MHzと30MHzを使用しました。また、ADRF6510のプリアンプのゲインは6dBから12dBに変化させました。ADRF6801に供給するRF信号を895MHzにし、LO信号を900MHzに設定した結果、5MHzのIFトーンが生成されました。リファレンスには100MHzを使用しました。このリファレンスを4分周して25MHzのPFD周波数を生成しました。100MHzの信号はModel 119-3651-00 Wenzel水晶発振器で生成しました。

この回路ノートで収集したデータから、AD9248 ADCのSNR性能（71.6dB）とSFDR性能（80.5dBc）がADRF6801とADRF6510を組合わせた場合の性能より優れていることが分かります。システム全体のSNRとSFDRは主にADRF6510の出力ノイズによって制限されます。この値は30MHzのフィルタ帯域幅、ミッドバンドでの測定でゲインが20dBのときに−130dBV/√Hzと規定されています。（ADRF6510のゲイン対 ノイズと帯域幅の設定の詳細については、ADRF6510のデータシートを参照してください。）

ADRF6510のフィルタは高電力入力レベルで圧縮を行い（この場合は低ゲイン）、これにより高調波歪みが増加します。低入力電力レベルではADCは基本的にADRF6510の出力ノイズフロアを測定しており、HD2とHD3のトーンはノイズフロアを下回ります。ADRF6510の出力ノイズフロアは、低入力電力時に高ゲインになることによって上がります。

図7と図8はADCを含むシグナル・チェーン全体のSNRを示しています。低消費電力レベルでは、SNRはデシベルにほぼ比例して低下します。ADRF6510のゲインは最大で、低入力電力レベルでは−3dBFSを供給することはできません。ノイズが相対的に一定のままのときに信号振幅が減少するため、SNRは低下します。信号とゲインが十分な大きさになり−3dBFSを実現すると、SNRは一定レベルに近づきます。最良のSNRはアンチエイリアシング・フィルタ3で得られましたが、フィルタによるSNRの違いは、他のフィルタよりもSNRが低下したアンチエイリアシング・フィルタ1を除き、わずか1dB程度でした。

図8に示すように、ADRF6510のフィルタを30MHzに設定したときの最大入力電力でSNRは急激に低下します。これはHD2とHD3を急激に劣化させるADRF6510のフィルタの圧縮によるもので、全ノイズフロアが大幅に上がります。

図9と図10は、さまざまなアンチエイリアシング・フィルタのシステム全体のSFDRを示しています。フィルタ4とフィルタ5は、入力電力範囲のほとんどの部分でSFDRが40dBと性能が劣っています。これはSFDRを制限するHD3のトーンによります。その他のアンチエイリアシング・フィルタでは、ほとんどの入力電力範囲でSFDRは60dBを上回りました。低入力電力では、メイン・トーンが−3dBFSを維持しないことによるわずかな劣化が見られます。

高入力電力レベルでは、SFDRはADRF6510のフィルタの圧縮に起因する高調波によって制限されます。

図11と図12はシステムのHD2を、図13と図14はシステムのHD3を示しています。アンチエイリアシング・フィルタ4と5は、ここでも性能が劣り、HD2性能が約−55dBc、HD3ではわずか−40dBcです。フィルタ1～3ははるかに高性能で、HD2、HD3とも−70dBcより良好です。

入力電力範囲の下端では、HD2とHD3の成分はごくわずかなためノイズフロアより小さく、実際に記録されたのはノイズです。ADRF6510のゲインを出力ノイズを十分に減らすだけ下げるとHDトーンが現れ、適正な測定が可能性でした。

入力電力範囲の上端では、HD2とHD3は大幅に劣化します。これはADRF6510のフィルタの圧縮によるものです。

アンチエイリアシング・フィルタの性能まとめ

5つのアンチエイリアシング・フィルタをテストした結果を示しました。RCタイプのフィルタはLCタイプとRLCタイプに比べて高調波歪みの性能が非常に優れていました。ADRF6510を使ってAD9248を駆動する場合、あらゆる測定のアプリケーションで最高の性能を実現するため、コーナー周波数ができるだけ低いRCタイプのフィルタを使用することを推奨します。

同相掃引

ADRF6510の出力とAD9248の入力の間を2V以外の同相電圧で駆動することが可能で、良好な性能を維持します。

図15と図16は、同相掃引に対する全ての標準的な測定値を示しています。1.5V～3Vの同相範囲ではシステムは良好な性能を維持します。低い同相電圧での劣化は主にADRF6510によるものですが、高い同相電圧での劣化はADRF6510とAD9248の組合わせに起因します。ADRF6510とAD9248の組合わせでは、同相電圧を2.25Vに設定するのが最適です。