シリコンバイポーラICによって容易になるVCO設計

電圧制御発振器(VCO)の周波数は、VCOの同調ポートに印可された電圧によって変化します。位相ロックループ(PLL)で動作させると、VCOは、スーパーヘテロダイン受信機の周波数変換のための安定した局部発振器(LO)となります。VCOは、送信チェーンでも使用できます。この場合には、ベースバンド信号を放送電波の伝送に適した無線周波数(RF)にアップコンバートします(図1)。

設計上の検討事項

VCO設計者は、いくつかの重要な性能上のパラメータを検討する必要があります。

• 出力レベル(dBm：1mWを基準としたdB)
• 出力高調波レベル(dBc：キャリア電力を基準としたdB)
• 同調感度(Hz/V)
• 発振周波数のロードプリング(Hz p-p。360°回転したときの任意の負荷電圧定在波比(VSWR))
• バイアス供給変化の周波数プッシング(Hz/V)
• 任意のオフセット周波数におけるVCOの位相ノイズ(dBc/Hz)

以下の項で、各パラメータについて順次説明します。

出力レベル

代表的なスーパーヘテロダイン受信機では、VCO出力は、ミキサと同時にPLLシンセサイザのRFプリスケーラを駆動しなければなりません。この要求は通常、バッファアンプを用いて満たされます。これにより、負荷のアイソレーションおよび優れた駆動性能が得られます。

出力高調波レベル

出力高調波レベルは、発振周波数の高調波におけるVCOエネルギの測定基準になります。これらの高調波は、-15dBc未満のレベルでは一般的なことですが、発振器内にある非線形の自己制限式能動素子によって生成されます。多量の過剰利得(共振におけるすべての損失の補償に必要な量を超えるもの)を備えた発振器は、より厳しい制限を行うため、出力波形に大きな高調波成分が生じます。設計者は、高調波レベルを低く保つという必要性と、発振器の始動を確保するだけの過剰利得を得るという必要性との間でバランスをとる必要があります。

同調感度

同調感度とは、利用可能な最大同調電圧と、必要な同調周波数範囲との関連付けを示すシステムレベルのパラメータです(単位はHz/V)。これは、負荷Qに反比例します。負荷Qとは、負荷される発振器タンクの品質係数です。同調感度が高いほど、負荷Qのより少ない発振器が必要となります。

同調周波数範囲に対する同調感度の変動は、もう1つの重要な検討事項です。VCOの同調感度が同調帯域に対して大幅に変動すると、PLLシンセサイザの性能は低下します。VCOは、一般的なPLLでは、最も利得の高いデバイスであり、同調感度は、何十MHz/Vにもなります。この量の利得は、同調ポートでのノイズに応答して、不要な変調側波帯を生じる可能性があります。このため、同調ポートのノイズは最小限に抑える必要があります。

ロードプリング

ロードプリングは、VCO出力での負荷変動に対する自走VCOの感度を測定します。この測定には、負荷インピーダンス不整合と可変長の伝送ラインが必要です。VCOを不整合負荷に接続し、伝送ラインの長さを変更することで位相角(VCOと負荷の間)を360°まで変更します。これによって生じる周波数変化のピークツーピークを測定します。VCOのロードプリングは、360°回転したときの、任意の負荷VSWRでの最大ピークツーピーク周波数偏移として規定されます。式1は、負荷VSWRと負荷インピーダンス不整合との間の関係を示します。

式1

ここで、

VSWR ＝ 電圧定在波比
Γ₀ = 負荷反射係数：反射波に対する入射電圧波の(その負荷における)割合
Z_L = 負荷インピーダンス
Z₀ = 伝送ラインの特性インピーダンス

バッファアンプを使用することは、負荷変動に対する自走VCOの感度を低減する最も一般的な手法です。

周波数プッシング

周波数プッシングは、バイアス供給電圧内での変動に対する自走VCOの感度を測定します。VCOの感度を測定するには、所定の範囲にわたって供給電圧を変更しながら、VCO周波数を測定します。この周波数偏移を電圧変化で除算し、感度(Hz/V)を求めます。よく設計されたVCOでは、プッシング係数が同調ラインのメイン感度の5%～10%になります。優れたプッシュ性能を備えたデバイスの例としては、マキシムのMAX2620 VCOがあります。この同調ポート感度は10.4MHz/Vで、プッシング感度は71kHz/Vにすぎません。MAX2620のプッシング感度は同調ポート感度の1%未満です。

VCOの位相ノイズ

自走VCOの位相ノイズは、ノイズ側波帯のレベルとキャリア電力レベルとの関連付けを示すものです。一般的な測定では、スペクトラムアナライザでVCO出力を観察しながら、キャリアからの任意の周波数オフセットにおけるノイズレベル(1Hz帯域幅)を測定します。特殊なファームウェアオプションを備えた最新のスペクトラムアナライザは、単側波帯位相ノイズ対オフセット周波数を示すグラフを生成することができます。これは、さまざまなオフセットで複数回の測定を行い、それぞれのケースで内部IF帯域幅に適切な変更を加えることで生成します。

位相ノイズが極めて低い発振器(たとえば、水晶発振器)は、そのLOに対する位相ノイズの制限が非常に大きいため、スペクトラムアナライザで測定することはできません。たとえば、ヒューレットパッカードの8561 RFスペクトラムアナライザは、位相ノイズに対して100Hzで-80dBc/Hz、1kHzで-97dBc/Hz、10kHzで-113dBc、30kHzで-113dBc、および100kHzで-113dBcの制限を規定しています。一方、標準的な水晶発振器の位相ノイズは、これらの各オフセット周波数で30dB～40dB低くなります。このような高品質の発振器では、正確な位相ノイズの測定のためにはより高度な手法が必要となります。

いくつかの主要な要因が自走VCOの位相ノイズに影響します。式2にそのすべてが含まれています。これは、発振器の単側波帯位相ノイズを推定するための公式です。

式2

ここで、

L(f_M) = 単側波帯位相ノイズ(dBc/Hz)で、キャリアからのオフセット周波数の関数
f_O = 出力周波数(Hz)
Q_L = 負荷共振器Q (能動負荷とすべての寄生成分を含んだ共振器タンク回路)
f_C = 能動発振素子でのフリッカノイズのコーナー周波数(Hz)
f_M = キャリアからのオフセット(Hz)
P_S = 能動発振素子の発振信号電力(ワット)
F = 能動素子のインサーキットノイズ係数(共振器タンクとすべての寄生成分を含む)
k = ボルツマン定数：～1.38 × 10^-23 J/°K
T = 温度 (°K)

この公式では、負荷共振器Qが、位相ノイズに影響を及ぼす主要な設計パラメータです。低ノイズ設計では、このパラメータを最大限にして同調機能の要求を満足することが必要となります。高負荷共振器Qには、共振器タンク部品と高無負荷Qを使用する必要があります。これらの条件の下で、タンクの負荷は、その他の回路が始動して発振を維持するだけのエネルギを結合しなければなりません。共振器の負荷Qは、容易に無負荷Qの10分の1未満にすることができます。

フリッカノイズのコーナー周波数は、デバイスに依存します。つまり、低ノイズ設計では、コーナーのフリッカの少ないデバイスが要求されます。フリッカノイズコーナーのため、バイポーラプロセスが低ノイズ発振器設計での最適な選択肢になります。GaAsデバイスは太刀打ちできません。そのノイズコーナーは、Siバイポーラデバイスに比べて2～3桁大きくなるからです。

インサーキットノイズ係数の値は、デバイスだけでなくその外部回路にも依存するので、低ノイズ設計のためには、両方を最適化しなければなりません。発振信号電力を調整することにより位相ノイズをいくらか制御することはできますが、今日の無線携帯電話ではバイアス電流が重視されているため、通常、発振器部分での電流排流の大きな変化は許されていません。

式3は、発振器に本来備わる位相ノイズを表しています。これに、同調ライン上のノイズで生成される変調ノイズの側波帯が加わります(式4を参照)。

式3

式4

ここで、

L_PUSH(fm) = バイアスラインを通じて、VCOを変調するノイズ電圧によって生じる単側波帯位相ノイズ(dBc/Hz)
L_MOD(fm) = 同調ラインを通じて、VCOを変調するノイズ電圧によって生じる単側波帯位相ノイズ(dBc/Hz)
K²_PUSH = 供給プッシング感度(Hz/V)
K²_TUNE = 発振器の同調利得(Hz/V)
VN²_BIAS(f) = 周波数の関数としての、バイアスライン上のノイズ電圧密度(nV/Hz)
VN²_TUNE(f) = 周波数の関数としての、同調ライン上のノイズ電圧密度(nV/Hz)

式2、3、および4を加算すると式5になります。これは、VCOの単側波帯位相ノイズの推定合計値になります。

式5

前述のVCOパラメータの制限により、システムレベルの性能に劣化が生じる可能性があります。たとえば、セルラ電話のパワーアンプ(PA)は、音声信号が存在するときにのみ作動します。このスイッチングにより、PAの入力インピーダンスが大きく変動することになり、送信チェーンを駆動するRF VCOに問題を生じます。VCOを負荷変動から切り離さない限り(通常は負荷バッファによる)、その周波数変動により、PLLのサイクルにずれを生じる可能性があり、さらに位相ロックが外れる可能性さえあります。

もう1つの問題は、PAのオフ/オンサイクルによって起こる供給電流の大幅な変化です。GSM、DCS1800、およびDCS1900の各電話機用の標準的なPAは、1Aを超える電流を消費する可能性があるため、電流スイッチングにより、VCOのバイアスラインに電圧変化を引き起こします。このバイアス電圧の変化とプッシング係数により、結果として不要な変調側波帯が、PLLシンセサイザのループ帯域幅の外側に生じることになります。この問題を解消するには、VCOのバイアス電圧を安定化させる必要があります。

デジタル変調システムでの減衰のないビットエラー率(BER)は、送受信経路内のすべての信号発生器の正味位相ノイズによって制限されますが、(通常)主因としてのRF VCOがPLLシンセサイザに設けられています。図2の古典的なウォーターフォール曲線は、位相ノイズの影響を示しています。一定レベルのEb/NO (Ebはビット当たりのエネルギで、NOは付加白色ガウスノイズ密度)を超えると、BERは基本的に一定になります。より強固な通信リンクの場合、PLLシンセサイザのRF VCO内の位相ノイズを低減することにより、減衰のないBERは低下します。

位相ノイズは、キャリア位相を変調して情報を符号化するデジタル変調方式における最も重要な問題です。この方式の1つに直交位相シフトキーイング(QSPK)があります。アナログ分野での同相/直交変調と同様、QPSKでも、4種類の各位相でビットのペアを符号化することにより、2分の1のデータレートで任意のビットストリームを送信できるようになります。各位相(図3aのπ/4、3π/4、5π/4、および7π/4)は、システム内の付加白色ガウスノイズ(AWGN)の存在によって雲状に拡散される信号空間の1点として表されます。

図3bは、同じAWGNを含む同じQPSKの信号群を示していますが、5°のRMS位相分散が付加されています。位相分散により4つの群の領域が円弧状に変形されるので、領域間の距離が短くなります。この影響で、復調器での符号エラーの確率が高くなり、この符号エラーの増大によりBERが増大します。したがって、許容可能な位相分散の量は、復調器の設計と通信リンクで要求される性能によって決まります。式6は、位相分散の積分値と位相ノイズ間の関係を示すものです。

式6

ここで、

f1、f2 = 積分値を求める場合の周波数範囲(通常、復調器の設計によって決まる)
σ²Φ = 位相分散の積分値(平方ラジアン)
SΦ(f) = 位相電力スペクトル密度(平方ラジアン/Hz) (角度が小さい場合は、単側波帯位相ノイズの2倍)
√σ²Φ = RMS位相誤差の積分値(ラジアン)

おそらく、LOの位相ノイズに対する最も厳しい制約は、レシーバの感度低下によるものでしょう。この影響は、セルラ電話やその他の環境、すなわち強力な干渉信号が存在する中でレシーバが弱い信号を見つける必要のあるような環境で発生します。図4では、強力な近隣の干渉信号がLOの位相ノイズと混じり合って、IFでの信号対ノイズ比を低減するノイズ側波帯を生成し、これにより弱い信号を検知するレシーバの感度能力を低下させています。

以前の低ノイズVCOは、ディスクリート部品で構成されていました。すなわち、フリッカノイズ用の低コーナー周波数の専用バイポーラトランジスタ、バイアス電圧電源、および負荷のアイソレーションと付加出力駆動を実現するバッファアンプです。ディスクリート回路の多数の受動チップ部品は、PCボードで多くのスペースを必要としました。今日のような小型の無線携帯電話では、このスペースは極めて重要となります。

集積化のソリューション

マキシムのMAX2620 (図5)は、ディスクリート部品の能動機能のすべてを小さな8ピンのµMAX^®パッケージに集積しています。これには、マキシム専用の、27GHz f_Tを備えたSiバイポーラプロセスで製造されたフリッカノイズ用の低コーナー周波数を持つ重要なバイポーラトランジスタが含まれています。PCボードの面積が高度な集積化によって節約されたため、PCボードのレイアウトやシールドが容易になっています。

低ノイズトランジスタに加えて、MAX2620には、2出力付きのダブルバッファ(負荷のアイソレーション用)、バイアス発生器、および便利なシャットダウン機能が含まれています。このデバイスは、+2.7V～+5.5Vの単一電源で動作し、3Vで27mWの電力しか消費しません。900MHzで動作させると、360°回転したときに1.75:1の負荷VSWRで生成される周波数偏移は163kHz未満となります。MAX2620の内部バイアス電圧発生器は、発振周波数に対するバイアス電圧変動の影響を大きく低減します。900MHzの中心周波数と3V～4Vの供給電圧の変化において、デバイスは71kHz/Vのプッシング感度を達成しています。

MAX2620には2つの出力が備わっています。出力の1つは、50Ωの負荷に-2dBmを生成するもので、通常、ミキサのLO入力を駆動します。もう1つの出力は、50Ωの負荷に-12.5dBmを生成し、通常、内蔵PLLシンセサイザのRFプレスケーラ入力を駆動します。高Q外部タンク回路を用いて900MHzで動作させると、MAX2620とその低ノイズ内部トランジスタによって生成される位相ノイズは低く抑えることができ、25kHzで-110dBc/Hz、300kHzで-132dBc/Hzとなります。外部タンクを使えば、設計者は、任意のアプリケーションについて、同調機能と単側波帯位相ノイズを最適化することができます。

発振器を確実に始動させるようにするためには、タンク回路の有効インピーダンスの大きさを発振素子の負の有効インピーダンスの3分の1～2分の1にする必要があり、タンクの無効分は、発振素子の無効分と符号が逆でなければなりません。始動後、利得圧縮により、発振器の負抵抗は低減されて、共振タンク回路の負抵抗と平衡状態に達します。

タンク回路にバラクタダイオード(電圧調整型可変コンデンサ)を追加すると、所望の同調範囲にわたって発振素子が適切な負抵抗を示す限りは、発振器の周波数を同調することができます。MAX2620の設計は、この点に関して最適化されています。

MAX2620発振器は、低位相ノイズでの動作についても最適化されています。最小位相ノイズを実現するためには、セラミック伝送ライン共振器(通常、無負荷Qが400)や高Qインダクタ(通常、無負荷Qが180)など、高Q部品を使用する必要があります。図5における負荷Qを最大限にするためには、C5とC17の値を、所望の周波数と同調範囲に適合可能な最小値にしてください。900MHzで動作させる場合、C6は、セラミック共振器回路で1pF、インダクタ回路で1.5pFにしてください。高Qインダクタの無負荷Qは、セラミック共振器のQよりも低いので、高Qインダクタを使用する方が(セラミック共振器に比べて)、位相ノイズがわずかに低下する傾向があります。インダクタを用いたタンクの位相ノイズは、25kHzで-107dBc/Hz、300kHzで-127dBc/Hzとなります。

MAX2620の出力はどちらもオープンコレクタであり、電源電圧までプルアップするのに外部部品を必要とします。50Ωの抵抗で50Ωの機器に出力をマッチングさせることができますが、抵抗が出力電力を奪い取ります。最大限の出力電力を得るには、図5に示すようにバッファ出力にプルアップインダクタを使用します。適切なマッチングネットワークを用いて、インダクタ回路のオープンコレクタ出力インピーダンスを所望の負荷インピーダンスにマッチングさせてください。

発振器の性能を最大限に発揮させるための重要な要素として、PCボードのレイアウトがあります。寄生成分の影響を最小限にするため、共振回路を構成する部品の下や部品の周囲にあるPCボードのグランドプレーンを除去してください。また、寄生インダクタンスを最小限にするため、トレースの長さをできるだけ短くしてください。MAX2620パッケージのできるだけ近くにデカップリングコンデンサを接続し(ピン1、4、および7をグランドに接続)、グランドプレーンに直接接続してください。図5に示すコンデンサは、占有面積が0805以下のものにしてください。

今日の無線携帯電話のRF VCO用として、費用対効果に優れた低電力発振器であるMAX2620は、これまで多くのディスクリート部品を必要とした機能をすべて備えています。そのダブルバッファ出力により、負荷のアイソレーションを実現し、また、その内部レギュレーションセルにより、電源変動からのアイソレーションを達成しています。+3V電源による電力損失は27mWにすぎません。MAX2620は極めて低い位相ノイズを達成しており、その外部タンクにより、設計者は、任意のアプリケーションに合わせて発振器の回路を調整することができます。

参考資料

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