用于电信/数据通信的隔离式电源

摘要

本文介绍了一个用于电信产品的50W开关电源方案，这款高频正激转换器电源能够提供隔离的5V/10A输出，具有1%的电源和负载调节系数。对比反激和buck转换结构后选择使用buck转换器拓扑。采用MAX5003控制器IC，文中介绍了该器件的特性和应用电路，给出了重要的测试波形并对相关内容进行讨论；详细介绍了电源变压器，讨论了输入、输出和反馈电路。提供详细的性能测试和PCB布局。

这款50W隔离电源设计可以替代购买的现成电源，占用很少工程资源。采用该方案的优势在于可以按照具体的产品要求规划电源的外形尺寸，并可最大限度地降低成本。

设计挑战

电源通常是产品设计中最后考虑的内容，购买一个“砖”电源通常是最快捷的解决方案，但存在诸多缺陷，例如：尺寸、空气流通的要求、较长的货期、有限的配置以及总体成本高等。自主设计能够更好地满足产品需求，但如果没有一个专门的电源设计工程师团队可能无法达到最终的设计目标。

“成品化”设计

只有少数半导体厂商能够提供参考设计，满足流线型电源设计的要求并为用户提供便利的定制电源设计。“成品化设计”提供了一个便利的电源设计方案，具有小尺寸并易于集成等优势，性能更高，而且具有极低的成本，有效缩短产品的上市时间。

电信/数据通信/服务器电源

有一种类型的电源当前被大量用于电信和数据通信。这些电源被用于中央办公室、PBX和服务器，输入电压典型值为36V至72V。其典型输出功率水平为10W至100W或更高。这些电源的关键要求是初、次级之间电气隔离，在很宽的输入电压范围内保持高效率，以及足够的坚固性。因为要求隔离，因此这类电源的设计相对复杂一些。

50W隔离电源

图1所示是一款50W “成品化设计”的电源。这是一款可提供5V稳压输出的隔离电源，表1总结了其目标规格。

电源电路拓扑

在现有的几种电源拓扑中，单管正激拓扑是极为简单的低成本方案，同时在整个工作电源范围内具有比较高的效率。然而，这种拓扑需要增加一个磁芯复位绕组，连接在引脚T1-3和T1-4之间。选择正激转换器，是因为在此种功率水平下，相比于反激转换器可以提供更高的功率密度和更高的效率。尽管一阶反激拓扑看起来更简单一些，但此种转换器实现起来更困难一些(请参考下列简单对比结果)。变压器T1提供初、次级之间必要的隔离，此例中为1500V。此外，启动之后，控制电路在初级侧(T1-5、T1-6引脚)供电，使效率有所改善。250kHz的开关频率使储能元件例如变压器的尺寸大大缩小。

正激和反激转换器对比

图2a表示一个正激转换器的功率级。向次级电路的功率传送发生在功率开关Q1导通期间。几乎所有的正激式电源都工作在连续传导模式，这意味着电感能量在下一个周期启动时没有完全耗尽。漏极电流Id看上去接近于一个矩形，具有一个小的基座。当Q1关断时，Do1反向偏置、Do2正向偏置，承载全部电感电流。连接于Dcl阴极的复位绕组使储存于变压器磁芯的能量返回到输入电源，循环使用。

图2b表示一个反激式转换器的功率级。在此情况下，向次端的功率传送发生在Q1关断之后。储存于变压器磁芯的能量被送往负载。反激式变换器在较低功率应用时具有比较低的成本，因为它们不需要输出电感。不过，有时也会使用一个小的滤波电感，用来降低输出电压上的高频尖峰噪声。反激式转换器常常工作于非连续模式，这意味着储存于变压器的能量在下一个周期启动之前被全部传送到了输出。

控制电路

初级侧的控制电路基于MAX5003组成。图3为该IC的简化框图。MAX5003是新一代电源控制器的代表，内部集成了设计一个电信电源所必需的许多功能。它包含了一个高压启动电路，可加速初始化启动过程。它还具有其它功能，有助于简化隔离的电信稳压电源设计，例如：电压前馈补偿。电压前馈是一个重要的设计要素，因为它有助于提供稳定的功率级增益，得到一个更为稳定的电压控制环。它可以迅速响应输入电压的改变，在单个周期内修正占空比，不需要缓慢的电压控制环路的介入，从而显著改善输入抑制能力。

以下讨论有助于阐明前馈补偿的原理。没有前馈补偿的正激转换器的大信号调制器和功率级增益分别由方程(1)和(2)给出：

其中d为占空比，v_c是施加在PWM比较器输入端(引脚7)的控制电压，k₁是一个常数，s_r是内部调制斜波的斜率。

其中k₂是一个常数，v_out是输出电压，v_in是输入电压。

联合方程(1)和(2)可得到方程(3)，也就是已知的正激型和降压型调节器的理想增益表达式。然而，在此表达式中，可以注意到功率级的增益(v_out/v_c)与输入电压有关。

在输入电压变化范围较宽的系统中，这种功率级增益和输入电压之间的关联性限制了可获得的控制环路带宽。还有，正如方程(3)所示，通过输入电源线引入的任何快速扰动都会直接影响输出电压。校正这种扰动以保持输出电压恒定的唯一途径只有改变v_c，这需要相对较慢的电压型误差放大器的介入才可实现。

在一个前馈补偿系统中，调制器斜波的斜率反比于输入电压，如方程(4)所示：

将方程(4)代入方程(3)，得到一个增益为常数的表达式，如方程(5)所示：

从方程(5)可以看到，输出电压和输入电压不再有任何的关联；事实上输入电压的瞬态变化在功率级就被抑制掉，甚至不需要输出电压控制环的介入。

开关频率由外部电阻设定，参考设计中设置为250kHz，有助于缩小储能元件的尺寸，同时又不会造成过高的开关功率损耗。

带有复位绕组(变压器端子3和4)的正激式变换器必须将其最大占空比限制在一定数值以下，以避免由于磁芯复位不足造成变压器磁芯饱和。一般来讲，必须在各种情况下遵守以下条件，以防止变压器磁芯饱和：

其中N₁₂和N₃₄是主绕组和复位绕组的线圈匝数。经过进一步简化，方程(7)可用来确定对占空比的要求：

MAX5003提供了最大占空比限制功能，这只需要通过设定连接于MAXTON引脚的单个电阻即可实现，使各种优化设计可以满足上述条件。

电信级电源还要求具备欠压锁定功能。当输入电压“跌落”至某预定电压(大多数系统为低于32V)以下时电源被禁止工作。本电源的欠压锁定门限由分压器R1/R2设定。

启动电路

MAX5003控制器包含了一个内置的高压预调节器，可直接连接至输入电压。功率通过V+引脚馈向一个耗尽型结型FET预调节器。预调节器使输入电压下降到能够驱动第一个低压差(LDO)调节器的水平(图3)。LDO输入端通过ES引脚引出，可采用一个小型陶瓷电容进行去耦。变压器初端偏置绕组的输出(T1-5和T1-6)经由D3整流后送到一个由R14、Q2和Z1构成的电压调节电路。这部分电路将电压限制在一个安全的范围内，以便可以直接供给VDD。在此例中，偏置绕组工作在反激模式，和工作在正激模式的功率级正好相反。这样可以省掉一个滤波电感，利于节省成本。反激模式绕组提供的能量来自于变压器在导通期间储存于磁化电感中的能量。

开始启动时，由第一个调节器产生VDD电源，它同时出现在相应的外部引出脚上。迫使VDD端的电压高出10.75V，第一个LDO将被禁止，关断高压耗尽型FET，这样可以降低IC的功耗，尤其是在输入电压比较高时。连接在VDD LDO之后的是另外一个调节器，用来产生VCC：为芯片内部逻辑、模拟电路、和外部功率MOSFET驱动器供电的电源总线。该调节器的设置是必要的，因为VDD电压可能对于外部N沟道MOSFET的栅极来讲过高。VCC调节器具有一条锁定线， 可以在VCC LDO未稳定时将N沟道MOSFET驱动器的输出短路到地。VCC供给除VCC锁定逻辑、欠压锁定电路和功率调节器外的所有电路。

变压器

隔离型电源中的一个关键元件就是变压器。对于功率变压器的效率和可靠性具有直接影响的关键指标是初、次级绕组的直流和交流电阻，它可导致工作损耗。交流损耗部分是由于趋肤及邻近效应，以及，根据不同的变压器(是否加有气隙)，不同程度地形成涡流所致。邻近效应是由于磁场干扰了邻近线圈中的电流而导致。线圈的结构对于这种损耗具有重大影响。

另外一个重要参数是漏感，漏感是一个非常关键的杂散参数，必须尽可能降低该项参数以便最大限度向次级传送功率。低漏感也降低了初端的损耗；在该设计中，部分漏感能量被Q1耗散掉。图5清楚表明，在被关断的短暂时间内，在Q1的漏极出现了瞬态高压。还有一个次要一点的参数是磁化电感。这是一个从初级端子1和2看进去，同时所有其它端子开路时的电感。表2给出了变压器指标。

下式可粗略计算漏感储能，这些能量耗散在MOSFET上：

式中：I_p是当MOSFET断开时的原边峰值电流，L_Leak为原边漏感。

图1电路包含了变压器的电气原理图。各绕组的相位关系由靠近其端子的标点表示。

输出电路

输出采用一个低正向压降的双肖特基二极管，以便获得高效率。该二极管额定为20A，具有40V的反向击穿电压，适合本应用。经该二极管整流的总平均电流为10A，产生将近5.5W的功耗。该二极管必需要采用一个有足够散热能力的散热器，以便在最高环境温度下，使结温保持在安全水平下。图4表示变压器次级侧的输出电压。注意出现于波形上的负向尖峰电压。这个尖峰的能量不高，可以被二极管安全地吸收。另外，R/C网络(R13/C12)有助于降低次级侧的振荡。

电感L1能够传送10A电流，同时没有显著的能量损失。它是一个4.7µH表面安装型大电流电感。尽管它额定于更高的工作电流，它的低串联电阻有利于降低损耗。纹波电流接近于2.2A峰-峰值。这样，当输出电流接近1.1A时，电感电流开始变为不连续。

输出电容可以是钽电解或铝电解。在选择这些电容时有三个考虑：允许处理的交流纹波电流，输出电压纹波，以及(将在后面说明)控制环的稳定性。但选用低价格电解电容时，可增加低值陶瓷电容，以便进一步降低输出端的开关噪声。在本电路中，要求通过电容的交流RMS电流约为0.8A RMS；所以，这些电容应该能够安全地处理该等级的纹波电流。

反馈电路

电压反馈回路中两个主要的元件包括TL431并联型调节器和MOC207光电耦合器。图6表示TL431的内部结构。有多个制造商可以提供此种器件，具有不同的精度等级。并联调节器的内部参考电压为2.5V (典型值)。一个外部的分压器，由R11/R12组成，设定了5V稳定输出电压。这种反馈结构在开关电源中非常普遍，已被广泛使用。然而，它的工作机制有时会被误解， 导致潜在缺陷。该电路具有两条来自于输出的反馈通路。一条通路经由并联型调节器， 提供一定的低频增益，以获得良好的输出电压稳定性，另外一条则透过光耦到并联型调节器的阴极。为了突显后一个环路，只需将并联型调节器换为一个实际的恒压源即可。

这种情况下，当输出电压升高时，流过光电耦合器中LED的电流将增加，耦合到光敏晶体管后使其集电极电压下降，最终使占空比降下来。这个负反馈环路稳定后会保持一个恒定的输出电压。所以，应该注意保持该环路稳定。最简单，也是在本设计中选用的方法，是利用输出电容的等效串联电阻(ESR)对后一个反馈环路提供适当的补偿。然而，这对最低ESR值增加了一个约束。下式为ESR提供了一个很好的经验法则：

ESR允许有±30%的容差。值得注意的是，在一个好的设计中，满足方程(8)意味着控制环的单位增益交点处的相位裕量将会达到90度，系统将会具有极好的瞬态响应。

举例：

这样，为了得到满意的输出纹波指标，需要将一只或更多的电容并联使用。对于50mV的峰-峰输出纹波，可以选用四只330µF、ESR为90mΩ的电容。

大多数情况下，并联调节器旁边的补偿电容不是很严格，其值大约在0.1µF。这个电容的容量过低会减小控制环路的总相位裕量。

将光电耦合器U2中光敏管的集电极连接到MAX5003的CON输入就完成了整个反馈电路。尽管控制IC内包含了一个误差放大器，但在本例中并未使用。在非隔离式应用中这个放大器还是非常有用的，此时可以通过一个附加的偏置绕组，连接到初级侧后实现稳压。

输入电路

输入电路包括三个陶瓷旁路电容C4/C5/C6。当嵌入一个实际系统中时，建议连接大值存储电容。这些电容应该能够安全处理输入变换器的纹波电流。

其中I_p由下式给出：

通过输入电容的纹波电流最坏情况出现在50%左右占空比时。对于图1中的电路，电容纹波电流为1.5A RMS。这些电容应放置在紧靠输入的位置，防止高频开关电流流过长导线，否则会产生EMI问题。可能还有必要增加额外的输入滤波，以符合现行规范的要求。

关键的电源波形

电路中几个关键点的波形有助于进一步揭示其工作机理。图5表示开关FET的漏-源电压波形。开始处的尖峰由变压器的漏感引起。在较低输出功率下其幅度要低得多。在本例中，漏感能量由FET吸收掉。

图7表示次级整流器输出端的电压波形。这个波形相对比较干净，具有比较小的前后沿尖峰。

图8表示一个不错的输出电压上升过程。MAX5003的软启动特性逐渐增加占空比，避免了启动过程中出现过冲。

电源性能

主要的电源特性包括效率和输出电压调整率。图9表示效率随输出功率的变化。图中显示在大约25W的输出功率时效率达到85%，并且一直到50W都保持相当平坦。尽管效率非常高，功率FET和输出二极管还是需要配备散热器。10A输出电流时，二极管将要耗散6W，FET预计会耗散大约3W到4W。流过电源的轻微气流有助于功率变压器和输出电感的降温。

图10展示了该电源在输出电流从0A到10A变化时输出电压的负载调整特性。电压是在输出取样点处进行测量的。

PCB布线和元件布局

如同其他类型的开关电源一样，元件布局非常重要。由于初-次级间是隔离的，初级侧和次级侧的地线各自独立。图13显示了PCB上两侧电路的分隔。也可以修改电路板走线以适应不同的版图。还有，功率FET和输出整流器应装配到散热器上，以获得最佳的热性能。在本例中，这两种元件被安装在印刷板的底部无元件面，散热片外露，可方便地固定到散热器上。

关键的布线要点列举如下：

• 从变压器的次级引出脚到二极管D4间的距离要尽可能短，这有助于降低EMI并改善功率传递效率。
• 旁路电容C4/C5/C6应尽可能靠近T1的引脚1，T2的引脚2要尽可能短。
• 检流电阻R6要尽可能靠近Q1的源极，并以最短的连线返回到地平面或旁路电容C4/C5/C6的负端。
• Q1的栅极驱动环路最好在地平面上走线，或者是非常短。
• 所有其它元件必须靠近控制IC放置。
• 必须留出适当的线条间隔(防止线条间漏电)。

结论

本文介绍了一款利用针对电信应用推出的新型控制IC设计的50W电信电源方案，为替代砖电源成品提供了一个有效的低成本方案，并具有优异的性能指标。电路占用极小的电路板面积，能够满足用户的定制需求。