pHEMT功率放大器的主動偏置解決方案

作者：ADI產品應用工程師Gweneivere Lasay

摘要

假晶高電子遷移率電晶體(pHEMT)是耗盡型元件，其漏源通道的電阻接近0 Ω。此特性使得這些元件可以在高開關頻率下以高增益運行。然而，如果閘極和漏極偏置時序不正確，漏極通道的高電導率可能會導致元件燒毀。本文探討耗盡型pHEMT射頻(RF)放大器的工作原理以及如何對其有效偏置。耗盡型場效應電晶體(FET)需要負閘極電壓，並且必須小心控制開啟/關斷的時序。文中將介紹並比較固定閘極電壓和固定漏極電流電路。並將仔細研究這些偏置電路的雜訊和雜散對RF性能有何影響。

引言

圖1顯示了耗盡型pHEMPT RF放大器的簡化框圖。流經元件的RF訊號路徑是從閘極到漏極，交流耦合電容將RF訊號與漏極和閘極上的直流偏置電壓去耦。主電源電壓透過電感施加到FET電晶體的漏極。

Figure 1. A simplified architecture of a depletion mode RF amplifier.
圖1.耗盡型RF放大器的簡化架構。

耗盡型元件的一個重要特性是，當閘極電壓等於0 V時，漏源電阻接近0 Ω。因此，要操作此種元件，必須對閘極施加負電壓。在圖1中，該電壓透過晶片電感施加。

此種偏置方法的缺點之一，是兩個電源不能同時開啟。在閘極偏置電壓之前施加漏極偏置電壓會導致漏極電流突然增加，進而很快燒毀元件。因此，必須首先施加負閘極偏置電壓來夾斷溝道。開啟和關閉放大器時，應使用表1中的步驟。

表1.放大器步驟
上電序列 關斷序列
向閘極施加負電壓以將閘極置於夾斷模式。 去除RF訊號。
向漏極施加正電壓 降低閘極電壓（負電壓更大）以夾斷柵
增加閘極電壓以實現靜態電流。 將漏極電壓減小至0 V。
施加RF訊號。 將閘極電壓增加至0 V。

實踐中可以跳過夾斷步驟。例如，如果知道正常工作的最終閘極電壓，那麼可以立即施加該電壓，而無需經過夾斷步驟。

固定閘極電壓偏置

圖2顯示了耗盡型RF放大器建立並維持固定閘極電壓的電源管理電路。它使用開關穩壓器、低壓差(LDO)穩壓器和負載開關來產生漏極電壓。閘極電壓由 ADP5600產生，該元件包含電壓逆變器和LDO穩壓器。漏極電流由負電壓LDO穩壓器的回饋電阻設定。為確保安全的電源時序，開關穩壓器的致能(EN)接腳與負電壓產生器的電源良好(PGOOD)訊號相連。這確保了負閘極電壓始終出現在漏極電壓之前。

Figure 2. Fixed gate voltage biasing.
圖2.固定閘極電壓偏置。

此電路的主要缺點是沒有考慮RF放大器 VGATE 與 IDRAIN 關係的元件間差異。漏極電流的元件間差異（假設閘極電壓固定）可能很大，導致每個電路具有不同的漏極電流。漏極電流差異通常會影響壓縮(OP1dB)和三階交調失真(OIP3)（增益也會受到影響，但程度較小）。如此方法的好處之一是漏極電流將根據RF輸入功率和RF輸出功率的變化而增加或減少。因此，如果RF輸入功率較低，功耗也會較低，反之亦然。

主動偏置控制

主動偏置控制是另一種方法。此技術不是固定閘極電壓，而是固定漏極電流。圖3中，主動偏置控制器透過測量漏極電流並改變閘極電壓來調節漏極電流，使該電流即使在不同的RF輸入條件下也能保持固定。此電路由 LT8608 降壓穩壓器和 HMC920 主動偏置控制器組成，後者可支援3 V至15 V的漏極電壓和高達500 mA的總漏極電流。

Figure 3. Fixed drain current biasing (active bias control).
圖3.固定漏極電流偏置（主動偏置控制）。

HMC920內部的高電壓、高電流線性穩壓器（LDOCC接腳）可產生3 V至15 V的正電壓和高達500 mA的電流。其輸出透過內部MOSFET開關連接至 VDRAIN 埠，用於控制電源時序。為了設定功率放大器所需的漏極電壓，必須使用公式1調整LDO穩壓器的回饋電阻R5和R8：

Equation 1

其中， VDRAIN 是所需的漏極電壓值，IDRAIN 是所需的漏極電流。常數0.5是內部MOSFET開關的RDS(ON)值。

內部電荷泵產生負電壓 VGATE。透過讀取 RSENSE處的電壓，控制器感測漏極電流並改變VGATE處的電壓。要設定漏極電流，必須使用公式2改變 RSENSE （R4和R19）：

Equation 2

當透過施加電源電壓(VDD)開啟HMC920時，會有一個訊號發送至EN接腳以啟動控制迴路。VDRAIN 最初會短接到地，以強制將其設為零。同時，VGATE 處的電壓最初會被拉低至最小電壓 VNEG。然後，VDRAIN 將提高至設定的漏極電壓值。 RSENSE上將產生電壓降，這會導致控制器改變閘極電壓。關斷期間，會有一個邏輯低位準訊號發送至EN接腳。VGATE將降低至 VNEG 以切斷放大器，VDRAIN 處的電壓將降至零。 VGATE 處的電壓最終將達到零。此週期遵循正確的電源時序，以確保耗盡型放大器安全運行。其還具有過流和欠流報警、短路保護、功率折返等安全特性。HMC920產品手冊中詳細解釋了該偏置控制器的其他安全機制。

該偏置控制器用於 ADL8106 寬頻低雜訊放大器的電源管理解決方案。ADL8106的工作頻率範圍為20 GHz至54 GHz，標稱漏極電壓為3 V，靜態漏極電流為120 mA。圖4和圖5顯示了相關的開啟和關斷波形。

Figure 4. Power sequencing waveforms at turn on. Once V<sub>DD</sub> is applied, high EN signifies the start of the control loop. V<sub>GATE</sub> is turned ON first, followed by the V<sub>DRAIN</sub>.
圖4.開啟時的電源時序波形。一旦施加 VDD ，EN變為高位準就表示控制迴路啟動。首先開啟 VGATE ，然後開啟 VDRAIN。
Figure 5. Power sequencing waveforms at turn off. When V<sub>DD</sub> is removed, EN will be low. V<sub>GATE</sub> will decrease to the minimum V<sub>NEG</sub> again and V<sub>DRAIN</sub> will decrease to zero. Then V<sub>GATE</sub> will eventually reach zero.
圖5.關斷時的電源時序波形。當 VDD 被移除時，EN變為低位準。 VGATE 將再次降至最小電壓 VNEG， VDRAIN 將降至零。然後，VGATE 最終將達到零。

雜訊和雜散抑制

RF放大器RF輸出端的雜散和雜訊水準將取決於HMC920的輸出雜訊和雜散，以及放大器的電源調變比(PSMR)。圖6顯示了開關穩壓器(LT8608)輸入端以及 VDRAIN 和 VATE 輸出埠的PSRR曲線。圖7和圖8顯示了 VGATE 和 VDRAIN 電壓的輸出頻譜。基於ADL8106的PSMR，這些圖中還包含了顯示最大允許輸出雜訊和雜散的跡線。電源管理電路的輸出雜訊和雜散必須低於這些水準，以確保放大器的性能不會因電源管理電路而降低。有關該參數的理論、測量和計算的更深入解釋，請參閱 優化訊號鏈的電源系統 系列文章。

Figure 6. The power supply rejection ratio of the LT8608 + HMC920 (V<sub>DD</sub> = 5 V, V<sub>DRAIN</sub> = 3 V, IDQ = 120 mA, V<sub>GATE</sub> = –0.64 V).
圖6.LT8608 + HMC920的電源電壓抑制比(VDD = 5 V, VDRAIN = 3 V, IDQ = 120 mA, VGATE = –0.64 V)。
Figure 7. The output spectra of the HMC920's V<sub>GATE</sub> and V<sub>DRAIN</sub> outputs and maximum allowable noise limits for the ADL8106.
圖7.HMC920的 VGATE 和 VDRAIN 輸出頻譜以及ADL8106的最大允許雜訊限值。
Figure 8. The output spectra of the HMC920's V<sub>GATE</sub> and V<sub>DRAIN</sub> outputs and maximum allowable noise limits for the ADL8106.Figure 8. The output spectra of the HMC920's V<sub>GATE</sub> and V<sub>DRAIN</sub> outputs and maximum allowable noise limits for the ADL8106.
圖8.HMC920的 VGATE 和 VDRAIN 輸出頻譜以及ADL8106的最大允許雜訊限值。

使用外部負電源操作HMC920

在前面的示例中，HMC920的內部負電壓產生器用於產生負閘極電壓。此外也可以使用外部負電源，如圖9所示。在如此情況下，ADP5600（逆變器和負LDO穩壓器）用於產生閘極電壓的負電源。相較於使用內部負電壓產生器，其結果是雜訊係數略低且增益略高。

Figure 9. The ADL8106 and the HMC920 at the external V<sub>NEG</sub> mode block diagram.
圖9.外部 VNEG模式下的ADL8106和HMC920框圖。
Figure 10. The noise figure of the ADL8106 using the HMC920 at the internal negative voltage generator mode and on the external negative voltage generator mode.
圖10.使用HMC920的ADL8106在內部負電壓產生器模式和外部負電壓產生器模式下的雜訊係數。
Figure 11. The gain of the ADL8106 using the HMC920 at the internal negative voltage generator mode and on the external negative voltage generator mode.
圖11.使用HMC920的ADL8106在內部負電壓產生器模式和外部負電壓產生器模式下的增益。

該模式下的實際雜訊性能仍然取決於所用外部負電壓產生器所產生的輸出雜訊。從圖7和圖8中可以看出，在外部 VNEG 模式下使用HMC920也會產生雜訊雜散，這些雜散仍低於最大允許電壓漣波限值。要利用此模式，必須將 VNEGFB 接腳短接至地以禁用負電壓產生器的回饋控制。對於增強型放大器（正閘極電壓），VNEGFB 和 VGATEFB接腳都必須接地。

結語

耗盡型GaAs放大器因其寬頻寬和高動態範圍而廣泛用於RF應用。但是，此類放大器需要負偏置電壓，並且必須小心控制其電源時序。可以使用固定的負閘極電壓來偏置這種放大器。其優點是電流消耗是動態且隨著RF輸出位準而變化。本文介紹的電路使用固定漏極電流，產生低雜訊漏極和閘極電壓並安全控制其時序，這些電壓不會降低RF放大器的額定性能。如此元件間的性能差異會更小，因為每個元件都以相同的漏極電流運行。然而，此種方法的一個缺點是漏極電流是固定的，不隨RF功率水準而變化。在決定固定漏極電流水準時應謹慎考慮，其必須夠高才能支援所需的最大輸出功率水準，但又不能過高以至於導致電流浪費。雖然可以使用外部負電源代替HMC920的內部負電壓產生器，但對雜訊的改善作用可謂微乎其微。